в какой системе дц используется относительная фазовая модуляция при формировании команд ту

Фаза сигнала посылки отсчитывается от фазы предыдущего элемента сигнала. При таком методе ошибка при отсутствии помех в канале возникает в момент перескока фазы опорного сигнала только в одном символе, а последующие регистрируются правильно, т.е. режим обратной работы устраняется. Плата за это – удвоение вероятности ошибки из-за шумов в канале, так как решение в отличии от ФМ принимается по двум приходящим из канала посылкам. При ОФМ в этом случае выгоднее брать для сравнения не ближайшие, а разнесенные посылки, например через 2, как показано на рис. 19.3.

Многократная ОФМ на одной поднесущей позволяет осуществлять передачу нескольких цифровых каналов сразу либо повышать достоверность передачи информации путем повторной передачи по каналу.

Системы ОФМ обладают высокой помехоустойчивостью в каналах с медленно меняющимися параметрами и занимают узкую полосу частот. В отличие от ФМ они допускают некогерентный прием. Редкое использование ФМ, ввиду явных преимуществ ОФМ, привело к тому, что в литературе ОФМ стали иногда называть просто цифровой ФМ, опуская слово относительная.

Рис.19.3. Пример формирования относительных отсчетов

Если фаза принимает только два значения, соответствующие логическим ”0” и ”1”, то модуляцию называют двоичной фазовой модуляцией (BPSK – Binary Phase Shift Keying). При ОФМ-2 символ 0 передается отрезком синусоиды с начальной фазой предыдущего сигнала, а символ 1 – с начальной фазой, отличающейся от фазы предыдущего сигнала на +π. Аналитически сигнал BPSK описывают выражением

где .

Пример построения сигнала для этого случая показан на рис. 19.4.

Техническая реализация модуляторов BPSK не вызывает затруднений, но скачки фазы в сигнале на 180º приводят к нежелательной амплитудной модуляции и к неэффективному использованию спектра, поэтому этот вид модуляции на практике используют [11,12] для относительно низкоскоростных телекоммуникационных систем.

Для фазовой модуляции сигнальное созвездие представляет собой N точек, находящихся на одинаковом расстоянии от центра координат и отличающихся друг от друга фазовыми сдвигами относительно положительной ветви оси абсцисс. Каждая сигнальная точка своим фазовым сдвигом относительно предыдущей посылки несет информацию об одном дискретном отсчёте, поэтому при передаче бинарной информации каждый отсчёт при BPSK соответствует боду входного сообщения.

Рис. 19.4. Двоичная фазовая модуляция (BPSK)

При многопозиционной ФМ в одном отсчете модулирующего сигнала может содержаться несколько бод сообщения и таким образом можно закодировать целые отрезки модулирующего бинарного сигнала 20. При применении многоуровневой ФМ исходный бинарный поток разбивается на соответствующее число бит (дибит, трибит и т.д.) и каждому такому отсчёту соответствует посылка со своей начальной фазой. На приемной стороне информация считывается по разности фаз относительно предыдущей посылки.

В общем случае относительная ФМ может быть М-уровневой (4, 8, 16, …)

, где:

; ;

– длительность радиоимпульса;

T – длительность одной посылки информационного потока;

;

– фаза k-1 импульса.

При М = 4 и 8 обычно , где .

Например, при ФМ-8 с восьмью сигнальными точками каждое состояние даёт возможность передавать сообщение об одной из восьми возможных групп бит входного информационного потока: 000, 001, 011, 111, 110, 100, 101, 010. Подобное перекодирование позволяет без значительного ужесточения требований к передающей аппаратуре увеличивать скорость передачи исходного информационного потока в раз.

Если в сигнальном созвездии используются только 2 точки, то фазы информационных сигналов ”1” и ”0” различаются на 180º и ускорение передачи информации невозможно. Если используются 4 точки, то можно передавать исходный информационный поток группами по два бита (дибитами: 00, 01, 10, 11 ) и вдвое ускорить передачу информации. Примеры сигнальных созвездий для ФМ, ФМ-4 и ФМ-8 представлены на рис. 19.5.

Источник

Для управления движением поездов на железнодорожных участках протяженностью 100—200 км из одного места одним лицом применяют­ся различные системы диспетчерской централизации (ДЦ), объединяю­щие функции телеуправления и телесигнализации (ТУ-ТС). Они обес­печивают возможность управления стрелками и сигналами станций участка, контроль за правильностью выполнения команд, функциони­рованием устройств централизации на станциях и автоблокировки на структурная схема частотной кодовой автоблокировки с наложением автоматической

Системы ДЦ в целом достаточно сложны. За 50 лет их эксплуатации на дорогах страны они непрерывно совершенствуются. Рост скоростей поездов и напряженность графика движения требуют все больших скоростей передачи сигналов ТУ и ТС, повышения верности.

На рис. 1.18 приведена схема организации каналов передачи наибо­лее совершенной системы диспетчерской централизации «Луч». Сигна­лы ТУ в ней передаются по мере надобности (спорадически), а сигналы ТС — циклически: за 5—6 с контролируется состояние до 1840 объек­тов, число команд ТУ достигает 6400,

Сигналы ТС с линейных пунктов передаются по каналам с использо­ванием частотной модуляции (таких каналов четыре) в диапазоне то­нальных частот, причем система их передачи аналогична рассмотрен­ной выше системе ЧДК, а приемники очень похожи на приемники сис­тем частотного телеграфирования.

Как и в описанной выше системе диспетчерского контроля, передача и прием сигналов ТС в частотных каналах происходят с временным их разделением распределителями Р. Синхронность работы распредели­телей на посту диспетчера и на линейных пунктах в пределах цикла обеспечивается высокостабильными тактовыми генераторами ТГ. После окончания цикла все распределители приходят в исходные положения и запускаются все одновременно специальным сигналом, передаваемым по каналу ТУ (на рис. 1.18 эта цепь не показана). На рис. 1.18М — мо­дулятор, К — кодер, ДМ — демодулятор, ДК — декодер.

3. Основные определения: информация, сообщение, сигнал, помеха. Виды сообщений и сигналов в системах управления и связи на транспорте. (стр. 5; 113-115).

Сведения, подлежащие сбору, хранению, передаче и обработке, на­зывают информацией. В более широком смысле информация— это содержание процессов отражения внешнего мира в сознании че­ловека. Конкретной формой существования информации является сообщение — совокупность знаков или состояний, служащих для передачи информации.

3.5. Основные модели и характеристики сообщений, сигналов-переносчиков и помех

Основные модели и характеристики сообщений. Различают следую­щие три вида реализаций сообщений (первичных сигналов): непре­рывные, импульсные, цифровые. Непрерывные сообще­ния обычно представляют собой реализацию случайных процессов, описываемых непрерывными функциями времени (например, напряже­ние на выходе микрофона). Частным случаем непрерывного сообщения является сообщение о непрерывных величинах. Импульсные сообщения представляют собой в общем случае последователь­ность импульсов со случайными моментами их возникновения и случай­ными параметрами (амплитудой, длительностью и пр.). В качестве ис­точников таких сообщений могут быть, например, индикаторы косми­ческих или других частиц, индикаторы свершения каких-либо собы­тий (например, срабатывания устройств блокировки и сигнализации и т. п.). Цифровые сообщения — это последовательность отдельных (дискретных) символов — букв или цифр (например, сооб­щение в виде телеграммы, команды на локомотив и т. п.).

Чтобы распечатать файл, скачайте его (в формате Word).

Источник

Относительная фазовая модуляция

Относительная фазовая (или фазоразностная) модуляция (PSK) является практическим методом реализации приема сигналов с фазовой модуляцией. Перекодировка модулирующего сигнала данных из абсолютного в относительный код позволяет учитывать при декодировании не абсолютные значения фазы сигнала, а ее относительные сдвиги, что устраняет неопределенность решения о значении символа.

Рисунок 3.12 — Временные диаграммы сигналов при фазовой модуляции:

а) модулирующий сигнал; б) — модулированный сигнал

Модуляция 2-PSK тождественна балансной 2-АМ и имеет то же самое сигнальное созвездие, с которым совпадает и диаграмма состояний (см. рисунок 3.5,а). В цифровых системах передачи применяют сигналы многопозиционной М—PSK, то есть модуляции с повышенной кратностью К (М = 2 К ) по отношению к PSK, кратность которой принята за единицу. Обычно используют наборы сигналов 4-, 8-, 16-PSK, созвездия которых показаны на рисунке 3.5,б. Но 8- и 16-PSK проигрывают 2-PSK и 4-PSK по энергетической эффективности, требуя значительно более высокой мощности передатчика для достижения тех же характеристик.

В цифровом телевидении для передачи по спутниковым трактам и в наземном вещании при тяжелых условиях приема используется двукратная, или четырехфазовая модуляция 4-PSK, обеспечивающая наилучший компромисс по соотношению мощность-полоса. Другое название этого вида модуляции, связанное с методом получения модулированного колебания, квадратурная относительная фазовая модуляция (QРSК — Quadrature Phase Shift Keying).

Модуляция QРSК предоставляет необходимый компромисс между скоростью передачи и помехоустойчивостью и применяется как самостоятельно, так и в комбинациях с другими методами. Диаграммы состояний модуляции QРSК и офсетной дифференциальной QРSК (S-DQРSК) показаны на рисунке 3.13.

Рисунок 3.13 — Диаграммы состояния сигналов QРSК (а) и S-DQРSК (б)

При реализации дифференциального кодирования в сочетании со сдвигом несущей на π/4 сигнальное созвездие формируется двумя четырехточечными созвездиями QРSК, наложенными со сдвигом 45°. В результате в сигнале присутствуют восемь фазовых сдвигов, причем фазы символов выбираются поочередно то из одного созвездия QРSК, то из другого. Последовательные символы имеют относительные фазовые сдвиги, соответствующие одному из четырех углов: ±π/4 и ±3π/4.

Структурная схема модулятора QРSК показана на рисунке 3.14. Входной поток данных D разделяется на два параллельных потока А и В, которые затем в преобразователе кода (ПК) перекодируются в относительный код двух каналов (компонентов) I′ и Q′. Цифровые потоки I′ и Q′ подвергаются сглаживанию в формирующих фильтрах (ФФ), выходные сигналы которых I и Q непосредственно управляют работой четырёхфазового модулятора, состоящего из двух балансных модуляторов и сумматора.

Рисунок 3.14 — Структурная схема модулятора QРSК

Фазовый сдвиг несущих в каналах I и Q‚ равен 90°. Правило кодирования фазовых сдвигов показано в таблице 3.1.

Таблица 3.1 — Кодирование фазовых сдвигов при QРSК

Способ модуляции PSK применяется в случаях, когда необхо­димо сохранить постоянной амплитуду передаваемого сигнала или исключить амплитуду из числа параметров, изменяемых в процессе модуляции. Это очень важно, например, применительно к спутниковым системам ТВ вещания.

Источник

Цифровые методы модуляции

Практически во всех современных системах связи с подвижными объектами используются методы цифровой модуляции и цифровая обработка сигналов при демодуляции. Такие системы принято называть цифровыми системами передачи в отличие от аналоговых систем, в которых реализованы аналоговая модуляция и аналоговая демодуляция. Современные достижения радиоэлектроники обеспечивают возможность реализовать б передатчике и приемнике системы связи достаточно сложные алгоритмы цифровой обработки электрических сигналов. В результате качество передачи практически любых сообщений в цифровых системах оказывается выше, чем качество передачи этих сообщений с помощью аналоговых систем связи. Например, оказалось возможным передавать сообщения в присутствии шума и помех с большей точностью или передавать больше сообщений при прочих равных условиях.

«Цифровые системы передачи обладают двумя важнейшими особенностями:

Число используемых канальных символов М и их форма в разных системах различны; они известны в точке приема. Поэтому основная функция приемника, точнее его демодулятора, в цифровой системе передачи состоит в том, чтобы оценить, какой из возможных символов (сигналов) был передан передатчиком на очередном интервале времени длительностью T кс.

На рис.3.1 представлены примеры реализаций сигналов при цифровой модуляции:»(1)

На первом этапе развития радиосвязи долгое время использовались искровые передатчики и применялись, по существу, импульсные методы передачи сигналов с амплитудной манипуляцией (АМн). «С созданием генераторов непрерывных электрических колебаний (вначале дуговых, затем машинных и позднее ламповых) начали изобретаться новые методы модуляции, основанные либо на непрерывном изменении амплитуды (AM), частоты (ЧМ) и фазы (ФМ) излучаемых колебаний при передаче непрерывных сообщений, либо дискретной манипуляцией этими параметрами (соответственно АМн, ЧМн и ФМн) при передаче дискретных (телеграфных) сигналов. Фазовая манипуляция, изобретенная знаменитым американским ученым Г. Найквистом в 1928 году, долгое время не находила применения из-за явления «обратной работы», возникающего вследствие невозможности восстановления на приеме опорного колебания, строго синфазного с несущей частотой принимаемого сигнала. С 30-х годов в течение почти сорока лет велись интенсивные научные исследования по разработке методов синхронного приема сигналов с ФМн, в которых принимали активное участие ученые и инженеры Франции, СССР, США и других стран.»(2)

«Проблемы повышения эффективности использования спектра привели к разработке в конце XX века манипуляции минимального частотного сдвига (ММС), в которой за время передачи одного знака фаза сигнала линейно изменяется в зависимости от его полярности на ±я/2. Сигналы ММС обладают весьма компактным спектром с весьма низким уровнем внеполосного излучения. В 1960 году были изобретены N=2n-позиционные сигналы с квадратурной амплитудной манипуляцией (KAM-N), в которой амплитуда квадратурных составляющих излучаемого колебания могла принимать от 8 до 128 значений (КАМ-16 и КАМ-256). Новые методы манипуляции сегодня широко применяются в радиорелейных, спутниковых и подвижных системах связи.

В конце XX века эта система, названная COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing), была существенно усовершенствована специалистами ряда стран: для манипуляции отдельных колебаний применялась КАМ, использовались помехоустойчивые коды. На базе COFDM создавались системы ВЧ связи, подвижной связи и т. п. Этот вид модуляции будет весьма широко использоваться в XXI веке в цифровых системах звукового (DAB) и телевизионного (DVB) вещания.»(2)

1915 год

1928 год

1932-1942 годы

1933 год

1935 год

1954 год

1956 год

1957 год

1960 год

1979 год

1981-1991 годы

Создание различных систем, использующих COFDM: для ВЧ связи, подвижной связи, цифрового звукового и телевизионного вещания (Франция, Германия, Япония).

«При фазовой модуляции мгновенное значение фазы радиосигнала отклоняется от фазы немодулированного несущего колебания на величину, зависящую от мгновенного значения модулирующего сигнала:

Из этого выражения следует, что передаваемая информация, содержащаяся в модулирующем сигнале u ( t ), закодирована в комплексной огибающей

Эти «скачки» фазы на 180° являются основной причиной того, что спектральная плотность мощности ФМ-2 сигнала в радиоканале оказывается существенно отличной от нуля в недопустимо широкой полосе частот. Поэтому в таком виде ФМ-2 сигналы практически не используются. Для уменьшения занимаемой ими полосы частот они подвергаются фильтрации.

Однако при уменьшении полосы частот, занимаемой радиосигналом, путем фильтрации приходится учитывать возникающую при этом проблему межсимвольной интерференции.

На рис. 3.4 представлена упрощенная функциональная схема передатчика, формирующего ФМ-2 радиосигнал.

При ФМ-2 один канальный символ переносит один передаваемый бит. Однако, как уже отмечалось выше, один канальный символ может переносить большее число информационных бит. Например, пара следующих друг за другом битов может принимать четыре значения: <0 0>, <0 1>,<1 0>,<1 1>.

Если теперь ввести обозначения

Приведенные выше равенства позволяют формировать сигналы QPSK с помощью устройства, функциональная схема которого приведена на рис. 3.6.

Этот способ формирования сигнала практически полностью аналогичен квадратурному способу формирования ФМ сигнала, однако с той лишь разницей, что подпоследовательность в квадратурной ветви сдвигается во времени (задерживается) на время T с или, что эквивалентно, на половину длительности канального символа.

На рис. 3.9 представлены временные диаграммы последовательностей информационных битов и соответствующих канальных символов для этой функциональной схемы.

Диаграмма фазовых переходов QPSK радиосигнала со смещением представлена на рис. 3.10.

Не совсем простым является вопрос об установлении соответствий между точками сигнального созвездия и тройками информационных битов. Этот процесс называют сигнальным кодированием.

При фазовой манипуляции фаза несущего колебания изменялась скачком от одного возможного значения к другому в соответствии с изменением значения модулирующего сигнала. Отмечалось, что при таких изменениях фазы возможны значительные изменения амплитуды радиосигнала, которые приводят к заметному снижению как средней мощности радиосигнала, так и спектральной эффективности системы связи.

Вместо разбиения интервала возможных значений мгновенной фазы несущего колебания на небольшие интервалы и переходов между ними скачками можно переходить от одного значения фазы к другому плавно по какому-либо закону. Если это сделать таким образом, чтобы сигнальная точка оставалась на окружности радиусом единица, то можно получить радиосигнал с постоянным значением амплитуды.

Многие современные системы связи с подвижными объектами используют методы модуляции, которые обеспечивают формирование радиосигнала с постоянным значением амплитуды несущего колебания при меняющихся значениях модулирующего сигнала. Известно несколько таких методов модуляции, которые обеспечивают системам связи ряд следующих положительных свойств:

• возможность использования усилителей мощности класса С без риска расширения полосы занимаемых частот в радиоканале; известно, что усилители этого класса являются наиболее экономичными с точки зрения потребляемой энергии при прочих равных характеристиках;

• возможность использования простых устройств демодуляции, содержащих устройства ограничения уровня принимаемого сигнала, что упрощает проектирование приемных устройств и обеспечивает устойчивый прием в условиях значительных замираний принимаемого сигнала.

Напомним, что мгновенная частота любого узкополосного колебания может быть определена как производная по времени полной мгновенной фазы;

Поэтому фазовую модуляцию с непрерывным гладким изменением фазы можно рассматривать как частотную модуляцию. В этом случае частота несущего колебания является параметром, значение которого должно изменяться в зависимости от значения модулирующего сигнала.

Более общий метод формирования ЧМ сигнала заключается в том, что используется один генератор несущего колебания, мгновенная частота которого изменяется в соответствии с изменениями модулирующего сигнала. Этот способ модуляции аналогичен методу формирования ЧМ сигнала при аналоговом модулирующем сигнале, однако в этом случае модулирующий сигнал является цифровым и принимает всего два возможных значения. Для такого радиосигнала можно записать
» (4)

ММС сигнал имеет постоянную огибающую и занимает меньшую полосу частот, чем сигнал с обычной частотной манипуляцией. Однако для многих приложений спектр ММС сигнала все еще остается достаточно широким. Основная причина этого состоит в том, что его фазовые траектории хотя и непрерывны, но являются ломаными линиями, так что их первая производная по времени оказывается разрывной. Сглаживание этих фазовых траекторий является одним из возможных путей дальнейшего уменьшения ширины спектра ММС сигнала. Достигается данный эффект использованием дополнительной фильтрации модулирующего сигнала до его переноса на высокую частоту.
На рис. 3.19 представлена функциональная схема устройства формирования сигнала с гауссовской модуляцией с минимальным сдвигом (ГММС сигнал). Новым элементом в данной схеме является гауссовский фильтр низкой частоты (ГФНЧ) с импульсным откликом и амплитудно-частотной характеристикой, определяемыми следующими равенствами:

При ВТс = 1 длительность импульсного отклика фильтра примерно равна длительности одного импульса на входе фильтра и сглаживание формы импульса оказывается незначительным. При уменьшении полосы пропускания В отклик на одиночный импульс приближается к гауссовской кривой и имеет более компактный спектр; в результате фазовые траектории не имеют изломов. Если полоса В неограниченно увеличивается, то форма отклика приближается к форме одиночного импульса. В пределе при ВТс = оо можно считать, что фильтр отсутствует, а схема формирует ММС сигнал.

Наиболее сложным элементом этой схемы является гауссовский фильтр низкой частоты. Обычно он реализуется как цифровой фильтр с конечной импульс ной характеристикой. Значительная доля операций при этом может быть выполнена специализированным процессором.

При М-ичной фазовой модуляции, рассмотренной ранее, амплитуда и частота несущего колебания в течение сеанса связи остаются постоянными. Изменяется только начальная фаза каждого канального символа.

При квадратурной амплитудной модуляции (КАМ) изменяются значения амплитуды и начальной фазы каждого канального символа. Если число возможных значений этих параметров дискретно и конечно, то этот тип модуляции также является цифровым. Один канальный символ сигнала при таком способе модуляции можно представить следующим равенством:

в котором А m является комплексной амплитудой этого канального символа, m = 1,2. М. При построении сигнального созвездия этого сигнала удобнее использовать вещественную и мнимую части комплексной амплитуды:

На рис. 3.22 представлено сигнальное созвездие КАМ-16. Необходимо отметить, что разные канальные символы этого сигнала имеют разную энергию; расстояние между разными сигнальными точками также оказывается различным. В результате вероятность перепутывания символов в приемнике для разных символов оказывается разной.

На рис. 3.23 представлена функциональная схема устройства формирования КАМ сигнала.

«Ширина спектра этого сигнала примерно такая же, как и М-ичного ФМ сигнала. Однако данный способ модуляции может обеспечить меньшую вероятность ошибки на бит передаваемой информации и поэтому иногда оказывается более предпочтительным. Следует, однако, отметить, что так как КАМ сигнал не имеет постоянной амплитуды, то применение этого способа модуляции сопровождается повышением требований к линейности канала передачи.»(4)

«Для М-ичной частотной модуляции передаваемые канальные символы определяются выражениями

Перечислим некоторые свойства сигналов с прямым расширением спектра, наиболее важные с точки зрения организации множественного доступа в системах связи с подвижными объектами.

• Многолучевая интерференция. Если псевдослучайный сигнал, используемый для расширения спектра имеет идеальную автокорреляционную функцию, значения которой вне интервала [- t 0,+ t 0] равны нулю, и если принимаемый сигнал и копия этого сигнала в другом луче сдвинуты во времени на величину, большую 2 t 0, то при сворачивании сигнала его копия может рассматриваться как мешающая интерференция, вносящая лишь малую долю мощности в информационную полосу.

• Вероятность перехвата. Так как сигнал с прямым расширением спектра занимает всю полосу частот системы в течение все-то времени передачи, то его излучаемая мощность, приходящаяся на 1 Гц полосы, будет иметь очень малые значения. Следовательно, обнаружение такого сигнала является очень трудной задачей. »(5)

На рис. 3.30 для каждого интервала времени длительностью t 0 заштрихованы полосы частот, занимаемые сигналами с расширенным спектром. Из этого, рисунка следует, что для любого момента времени сигнал с прямым расширением спектра занимает всю полосу частот, в то время как сигнал с расширением скачками частоты занимает лишь незначительную часть полосы частот системы, положение которой изменяется скачками во времени.

На рис. 3.31 изображена структурная схема передатчика, обеспечивающего формирование сигнала с расширенным спектром скачками частоты несущего колебания.

«Синтезатор частот управляется генератором псевдослучайного кода и обеспечивает быстрое переключение частоты несущего колебания. Если период скачков частоты t 0 много меньше длительности информационного символа T с, то скачки называют быстрыми. В этом случае частота несущего колебания изменяется несколько раз в течение передачи одного символа, так что один бит передается на разных частотах. Если T с « t 0, то скачки частоты называют медленными, несколько символов передаются на одной и той же частоте.»(5)

Полоса частот, занимаемая сигналом на одной частоте, зависит не только от ширины спектра информационного символа, но и от формы переключающего сигнала и изменения частоты при переходе с одной частоты на другую. Если период скачков намного больше длительности информационного символа (случай медленных скачков), то мгновенная полоса фактически определяется шириной спектра информационного символа. Если имеет место обратное соотношение T с » t 0, то мгновенная ширина спектра на каждом значении частоты несущего колебания практически полностью определяется формой переключающего сигнала.

Один из возможных способов обеспечить плавное изменение частоты состоит в том, чтобы плавно уменьшать мощность излучаемого сигнала перед переключением частоты с последующим плавным увеличением мощности после переключения частоты.

«При расширении спектра передаваемого сигнала скачками по времени излучение осуществляется на коротких интервалах времени длительностью T ск, положения которых на оси времени определяется псевдослучайным кодом. Ось времени делится на кадры, в каждом кадре выделяется М временных окон. В течение одного кадра абонент передает информацию только в одном из М окон, номер которого определяется кодовым сигналом, выделенным данному абоненту. Так как абонент должен передать всю информацию в течение одного временного окна, то полоса частот для передачи должна быть увеличена в М раз, т.е. в данном случае коэффициент расширения спектра равен М.»5 Структурная схема передатчика системы с расширением скачками по времени представлена на рис. 3.32. Здесь T с — длительность информационного символа; T пер — длительность передачи информации одного кадра, которая в М раз меньше длительности кадра.

На рис. 3.33 изображена плоскость «время-частота», на которой указаны полоса частот, занимаемая спектром сигнала абонента, и два кадра передачи длительностью Тк, в которых показаны временные окна, используемые абонентом для передачи информации этих кадров. Из рисунка видно, что при передаче занимается вся полоса частот системы в каждом кадре, но в течение очень короткого интервала времени, который в разных кадрах находится в разных временных окнах.

Цифровые виды модуляции используются для передачи кодированных сообщений дискретными методами. Сущность цифровой модуляции заключается в том, что передаваемый непрерывный сигнал дискретизируется во времени, квантуется по уровню и полученные отчеты, следующие в дискретные моменты времени, преобразуются в кодовые комбинации. Полученной последовательностью кодовых видеосигналов модулируется высокочастотный сигнал-переносчик.

Следовательно, цифровые методы модуляции основаны на трех необходимых преобразованиях полезных непрерывных сигналов: дискретизации, квантовании и кодировании.

Достоинствами цифровых методов модуляции являются:

· слабое влияние неидеальности и нестабильности характеристик аппаратуры на качество передачи информации;

· высокая помехоустойчивость даже при использовании каналов с нестабильными характеристиками и большим уровнем шумов;

· возможность регенерации (восстановления) сигналов в узлах связи сетей, что значительно ослабляет эффект накопления искажений сигналов при передаче информации по линиям большой протяженности;

· универсальная форма представления сигналов для различных сообщений (речь, телевизионное изображение, дискретные данные, команды управления работой устройств связи и т.п.);

· низкая чувствительность к нелинейным искажениям в групповом тракте многоканальных систем;

· относительно простое согласование этих систем с компьютерами и электронными автоматическими телефонными станциями, что играет важную роль для построения сетей связи;

· возможность автоматизации передачи и обработки сигналов с помощью компьютеров.

Основными недостатками систем с цифровыми способами передачи сигналов являются: значительное расширение занимаемой полосы частот каналов, необходимость обеспечения точной синхронизации сигналов и построения аппаратуры для регенерации сигналов на линиях большой протяженности.

1.Прокис Дж. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д. Д. Кловского. — М.: Радио и связь, 2000.

4.S. Wilson — Digital Modulation and Coding

5. Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра. Пер. с англ. — М.: Радио и связь, 2000.

Источник